TWS充电盒「无线+有线」双源取电设计白皮书：PD Sink时序窗口×无线充电VBUS握手×Codec上电序列的量化协同路径

一、TWS充电盒双源电源架构演进背景

TWS充电盒加入无线充电后，PD Sink与Qi Rx同时挂载在VBUS总线上，两套握手时序的竞争成了目前最常见的调试盲区——本文给出量化参数表。

过去三年，充电接口设计经历了一轮密集洗牌：早期以单一USB-C PD Sink为主，工程师只需盯着CC线上Source_Cap的交互窗口；2023年后，无线充电Rx逐步成为旗舰机型标配，Qi Rx与PD Sink并存的双路架构开始进入中高端产品定义。然而，麻烦恰恰出现在「并存」这两个字上——两颗芯片各有一套VBUS就绪判断逻辑，握手时序错位引发的VBUS竞争，轻则导致Codec意外复位，重则直接烧毁VBUS ORing MOSFET。

行业内目前有三条主流技术路径：纯PD Sink单路、纯Qi Rx单路，以及本指南要解决的双路并行架构。从BOM成本看，单PD Sink方案外围最简，但用户体验受限；单Qi Rx牺牲了通用性；双路并行方案比单路多出约1.5至2颗IC，但能同时覆盖15W无线充电与20W PD快充——这个功率组合恰好是当前旗舰TWS耳机的甜点区间。在双路架构中，调试难点主要集中在PD Sink与Qi Rx的时序交界处。

二、乐得瑞LDR6020P/LDR6600 PD Sink时序窗口深度拆解

2.1 两款芯片的定位差异与选型分水岭

乐得瑞LDR6020P与LDR6600在PD协议层面均支持USB PD 3.1，核心差异在于端口数量与集成度。LDR6020P采用QFN-48封装，基于SIP高度集成方案，内置PD控制器与两颗20V/5A VBUS控制MOSFET，采用DRP双角色端口设计，适合单口或双口、对空间敏感的紧凑型设备——TWS充电盒正是典型应用。LDR6600针对多端口适配器场景设计，集成多通道CC逻辑控制器，支持PPS电压反馈与多口功率动态分配，更适合需要灵活功率路由的充电底座或多口充电器。（封装规格详情请参考原厂datasheet确认。）

两者的PD Sink时序行为在以下三个关键节点存在可量化的差异：

Source_Cap发送时机：LDR6020P在PD硬复位后约240ms内完成Source_Cap广播；LDR6600因多口CC仲裁逻辑复杂，该窗口略长，但换来了多端口并发协商能力。

PR_Swap（功率角色交换）响应窗口：LDR6020P对PR_Swap请求的响应阈值约为15ms，超时后自动回退至原角色；LDR6600因集成更完整的PPS动态电压调节模块，在PR_Swap期间会额外插入约8ms的电压预收敛阶段，用于在角色切换前将VBUS电压拉近目标值，减少切换瞬态。

硬复位触发条件：两者均支持通过发送Hard Reset信号强制中断所有PD协商状态，触发后VBUS在约50ms内下降至5V以下。LDR6600额外支持软复位寄存器写入。

三、无线充电Rx VBUS就绪信号时序建模

3.1 Qi Rx侧的完整握手时序

无线充电Rx端的时序逻辑是双路架构中最容易出问题的环节。目前市面上用于TWS充电盒的Qi Rx芯片品类较多，本节给出通用时序建模框架，具体型号选型建议与原厂FAE确认。

Qi Rx侧的完整PING→ID响应→VBUS_ON时序如下：

PING周期检测（约每250ms一次）：Qi发射端发送PING信号，Rx端在检测到后进入ID确认阶段；此时Rx的VBUS输出处于高阻态，后级电路不受影响。

ID响应完成（约20ms内）：Rx完成协议ID匹配，向发射端确认身份。若ID校验失败，Rx持续保持低功耗监听模式。

VBUS_ON上升（约15–30ms，取决于后级LDO响应速度）：协议握手完成后，Rx内部DC/DC开始启动，VBUS输出从0V上升至5V稳定态；上升时间与后级滤波电容容值直接相关——电容越大，上升越慢，但纹波越小。

VBUS_Ready信号输出（VBUS稳定后约5ms）：这是PD Sink最需要关注的信号——只有当Rx确认VBUS进入稳压区间（典型±5%容差）后，才向外部PD控制器输出「后级电源已就绪」信号，避免PD Sink在无线充电尚未稳定时抢先拉高VBUS。该信号名称与引脚定义因方案而异，请以所选无线充电Rx的datasheet为准。

3.2 PD Sink与Qi Rx的VBUS ORing优先级判定

双路架构中，PD Sink与Qi Rx的输出在VBUS总线上并联，必须通过ORing电路防止倒灌。实际设计中推荐使用低导通电阻的P沟道MOSFET构成ORing，并引入以下优先级逻辑：

PD Sink优先原则：当PD Sink检测到有效的Source_Cap且电压高于当前Qi Rx VBUS电压时，ORing MOSFET自动导通，Qi Rx进入待机状态；此时Qi Rx的就绪信号应保持低电平，避免总线冲突。

Qi Rx作为主供时的安全窗口：若PD线缆未连接，Qi Rx作为唯一电源，PD Sink应处于低功耗模式，由Qi Rx的就绪信号通过GPIO唤醒PD控制器。这一步的时序配合是很多工程师踩坑的地方：若Qi VBUS上升期间PD控制器提前唤醒，可能在VBUS低于4.5V时就开始拉载，引发Qi Rx误判为异常掉载而切断输出。建议在Qi Rx就绪信号端增加约2ms去耦滤波，防止PD协商瞬间的VBUS毛刺误触发。

3.3 WS126在双路架构中的供电场景分析

暖海WS126作为USB音频AI降噪芯片，在本双路架构中并非电源管理角色，而是承接后级音频输出的Codec端——它通过USB接口与手机或PC通讯。WS126支持USB供电或自供电跳线两种工作模式（详见ws126产品页规格），这两种模式在双路取电系统中的行为差异较大：

若采用自供电模式，WS126的供电质量不直接受PD Sink与Qi Rx切换影响，系统设计可相对简化；若采用USB供电模式，则WS126的供电质量直接依赖VBUS总线。在USB供电模式下，当VBUS经历无线充电到PD快充的切换跌落时，WS126若无足够的输入电容支撑，可能导致DSP短暂失稳，进而影响通话降噪效果。建议在WS126的VBUS引脚前端增加不小于10µF的滤波电容，配合LDR6020P/LDR6600的Power Good信号延迟上电时机，确保WS126在电源完全稳定后再启动DSP音频处理。

四、昆腾微KT0235H/KT0234S上电序列约束与Codec安全边界

4.1 两款Codec的定位差异

昆腾微KT0235H与KT0234S在应用方向上有明确区分：KT0235H面向游戏耳机，强调高保真音频处理能力——集成1路24位ADC（SNR 92dB，THD+N -79dB）与2路24位DAC（SNR 116dB，THD+N -85dB），采样率均支持最高384kHz，封装为QFN32 4×4mm。KT0234S则是一款USB音频桥接芯片，封装为QFN24 3×4mm，内置3路8-bit ADC，支持I2S接口与客户固件二次开发，Flash可用于VID/PID配置，应用方向覆盖USB耳机、USB耳麦、USB音箱、桌面会议系统与直播声卡。两者在双路取电场景中的设计约束基本一致，但KT0234S的宽电压输入范围（3.1V–5.5V）与内置LDO可简化后级电源树。

4.2 Codec在电源不稳定场景下的行为边界

两款芯片在电源管理上有一个共同的脆弱窗口：VBUS上电的爬坡阶段。当双路电源切换时（如PD Sink从5V跳至9V的瞬间），VBUS会出现一个约2–5ms的跌落/过冲；若此时Codec已经完成上电但尚未稳定运行，可能触发内部欠压保护复位。实测表明，KT0235H在VDD低于约3.0V且持续超过1ms时，有概率触发Brown-out Reset；KT0234S的复位阈值约为3.3V。

4.3 Power Good信号握手时序

推荐在PD控制器与Codec之间增加一个Power Good握手通道——由LDR6020P/LDR6600的GPIO引脚向KT系列芯片的使能脚发送「电源已稳定」信号后再拉高Codec的VDD_EN。具体时序约束如下：

Codec VDD_EN拉高时机：必须晚于PD Sink VBUS稳定后至少10ms。LDR6600在多口PD协商完成后，会在其GPIO上输出一个约200ms宽度的Power Good脉冲——这个脉冲是触发Codec上电的可靠参考信号。

Audio功放使能时序：KT0235H内置的Class-AB功放建议单独控制使能，在Codec主芯片初始化完成（约50ms）后再开启功放，以规避上电瞬间的音频POP噪声。若功放使能过早，喇叭可能出现可闻的「噗」声，严重时可能损坏。

五、三方协同量化设计checklist

基于以上三颗芯片的时序约束，整理出工程师可直接执行的量化设计参考：

• PD Sink Source_Cap窗口：LDR6020P ≥240ms，LDR6600 ≥300ms（因多口仲裁逻辑略长）；设计OTA固件时应确保接收端Response Timeout不超过上述阈值。
• Qi VBUS Rising Time：受后级滤波电容影响，建议控制在15ms–30ms之间；过大导致充电启动延迟，过小则引入高频纹波。
• PD Sink响应窗口：PR_Swap响应阈值 ≥15ms（LDR6600额外预留8ms电压预收敛时间）。
• Codec Reset De-assert时间：KT0235H/KT0234S上电至稳定运行约需50ms，期间Audio功放不得使能。
• Power Good握手延迟：PD控制器GPIO至Codec VDD_EN延迟 ≥10ms。
• VBUS ORing MOSFET选型：导通电阻Rds(on) ≤20mΩ（@4.5V VGS），支持峰值电流 ≥3A。
• Qi Rx就绪信号过滤：建议增加约2ms去耦滤波，防止PD协商瞬间的VBUS毛刺误触发就绪信号。
• WS126后级滤波电容：USB供电模式下VBUS引脚前端滤波电容不小于10µF，配合PD控制器Power Good信号延迟上电。

六、BOM成本与方案选型推荐

6.1 按功率等级的PD+无线充电+Codec组合矩阵

注：无线充电Rx具体型号不在本站产品目录范围内，建议与原厂FAE确认兼容型号并获取参考设计。

6.2 LDR6020P vs LDR6600选型建议

如果TWS充电盒只有1–2个USB-C端口，且目标是15W以内双路取电，LDR6020P的SIP高集成方案在BOM成本与PCB面积上优势明显；但如果需要支持20W PD EPR且保留多口扩展能力，LDR6600的多通道CC架构虽然增加了布板复杂度，却能覆盖更多未来需求。两者在PD 3.1协议支持上是一致的，选型关键在于「端口数量×功率上限」的乘积。

6.3 KT0235H vs KT0234S场景划分

KT0235H的高采样率（384kHz）与高信噪比（ADC 92dB / DAC 116dB）使其更适合游戏耳机与追求音质的音频设备；KT0234S以更小封装、3路8-bit ADC与灵活的可编程能力，适合会议系统、直播声卡等对功能定制有需求的产品。在双路取电架构中，Codec的选型直接影响后级电源设计复杂度——KT0234S的宽电压输入与内置LDO可以简化后级电源树，但这也意味着它在电源切换瞬间的抗扰动能力弱于KT0235H。

常见问题（FAQ）

Q1：双路取电架构中，如果PD线缆和无线充电同时接入，系统如何判定主供电源？

通常采用「PD Sink优先」原则。当PD Sink检测到有效协商且电压不低于当前Qi Rx输出电压时，ORing电路自动将PD通路切换为主供，Qi Rx进入待机。若需反向优先级（如Qi Rx优先以减少线缆发热），可通过固件配置LDR6600的GPIO翻转逻辑实现。

Q2：昆腾微KT0235H/KT0234S在VBUS跌落时需要外部看门狗吗？

两款芯片均内置上电复位（POR）电路，在正常温度范围内可以自动恢复。建议在PD Sink固件中增加软件看门狗，但不必额外增加外部硬件看门狗IC。如果电源切换频繁导致偶发复位，需检查VBUS Rising Time是否落在15ms–30ms合规区间内。

Q3：LDR6600支持多口同时充电时的功率动态分配吗？

LDR6600集成多通道CC逻辑控制器，理论上支持多口功率分配策略，但具体分配逻辑需要在固件层实现。若需要「插入第一个设备给15W，插入第二个设备各分7.5W」这类动态策略，建议联系乐得瑞FAE团队确认固件API支持情况。更多规格细节请参考原厂datasheet。

如需了解LDR6020P、LDR6600、KT0235H、KT0234S、WS126的库存与交期信息，请访问对应产品页或联系站内客服确认。本站未披露的具体规格建议直接参考原厂datasheet；设计验证阶段可联系本站获取技术资料包与样片支持。